Antenner och matarledningar
Navigeringshjälp
Den här navigeringshjälpen visar de första stegen för att använda presentationen. Du kan hoppa över den med ⟶ (högerpil).
Navigering
Du kan bläddra mellan bilder och avsnitt med piltangenterna på datorn.
- Pil ned och upp: nästa / föregående bild
- Pil höger och vänster: nästa / föregående avsnitt
- Blanksteg eller ”n”: visa elementen på bilden ett i taget eller gå till nästa bild
- Skift-blanksteg eller ”p”: dölj elementen baklänges eller gå till föregående bild
Fler funktioner
Med några kortkommandon kommer du åt fler funktioner. De viktigaste är:
- F1
- Help / hjälp
- o
- Overview / översikt över alla bilder
- s
- Speaker View / talarvy
- f
- Full Screen / helskärmsläge
- b
- Break, Black, Pause / dölj presentationen
- Alt-klick
- Zooma in på eller ut från bilden
Översikt
Presentationen är tvådimensionell: kolumnerna är kapitlets avsnitt och raderna är bilderna i respektive avsnitt.
Skriver du ett ”o” får du en översikt över alla bilder i presentationen. Det hjälper dig att få en överblick eller hitta tillbaka om du känner att du ”gått vilse”. Navigera med piltangenterna.
Klicka på en bild för att visa den.
Talarvy
Skriver du ett ”s” öppnas ett nytt fönster, talarvyn.
Under ”Layout” kan du välja mellan olika placeringar av elementen.
Talarvyn innehåller följande:
- Till vänster syns den aktuella bilden
- Uppe till höger syns nästa bild
- I mitten till höger finns hjälpmedel för tidsplaneringen
- Nere till höger finns ”anteckningar för talaren”
- Längst ned finns navigeringspilarna
Praktiska tips för talarvyn
- Om du använder en projektor ställer du in operativsystemet på två skärmar: talarvyn visas då till exempel på laptopen medan deltagarna ser presentationen.
- Vid en onlinepresentation delar du webbläsarfliken och navigerar i fönstret ”Speaker View”.
- Talarvyn gäller alltid ett kapitel. I slutet av kapitlet måste den stängas för att kunna öppna en ny talarvy i nästa kapitel.
- För att markera något med muspekaren eller använda zoom måste du byta till det fönster där presentationen visas.
Helskärm
Skriver du ett ”f” visas den aktuella bilden i helskärm. Med ”Esc” lämnar du helskärmsläget.
Det är särskilt praktiskt för skärmen som visar presentationen för publiken.
Dölj
Skriver du ett ”b” döljs presentationen.
Du visar den igen på något av följande sätt:
- Klicka i fönstret.
- Tryck på ”b” igen.
- Klicka på knappen ”Resume presentation”.
Zoom
Håller du ned Alt-tangenten och klickar i presentationen zoomas den delen in. Det är praktiskt för att lyfta fram detaljer i kopplingar. Ett nytt klick tillsammans med Alt zoomar ut igen.
Zoomen fungerar bara i det valda fönstret. Talarvyn är inte synkroniserad med presentationsvyn när det gäller zoom.
Polarisation i detalj
- Antennens polarisation avser det elektriska fältets riktning
- I huvudstrålningsriktningen
- Med jordytan som referens
- Polarisationsriktningen kan inte alltid avläsas av antennens utseende
Horisontell polarisation
- E-fältets läge anger polarisationen
- Breder E-fältet ut sig horisontellt talar man om horisontell polarisation
- Beror på antennens konstruktion
Vertikal polarisation
- E-fältets läge anger polarisationen
- Breder E-fältet ut sig vertikalt talar man om vertikal polarisation
- Beror på antennens konstruktion
Cirkulär polarisation
- E-fältets läge anger polarisationen
- Breder E-fältet ut sig cirkulärt talar man om cirkulär polarisation
- Både höger- och vänsterroterande är möjligt
- Beror på antennens konstruktion
Cirkulär polarisation
Cirkulär polarisation
- Används främst i VHF-området och på högre frekvenser
- Cirkulärt polariserade kortvågsantenner är opraktiska på låga frekvenser
- Vid satellit- och rymdkommunikation:
- Mekanisk vridning av antennen spelar ingen roll
- Förlustfri överföring trots växlande orientering
Antennformer och strålningsdiagram
Symmetri
- Mittmatade dipoler är symmetriska antenner
- Har vid båda polerna (t. ex. matningspunkterna) samma spänning mot jord, bortsett från tecknet
- Gäller dipoler och yagiantenner som bygger på dem
- Groundplane-antennen är osymmetrisk, eftersom den har jordpotential vid radialernas anslutningspunkt
Slingantenner
- Tråd på totalt ungefär en våglängd
- Formad som cirkel, kvadrat, triangel, …
- Populär: delta loop-antennen i form av ett delta (Δ), eftersom den bara kräver en mast
Magnetic loop
- Magnetisk ringantenn, eftersom strålningen i närfältet sker via magnetfältet
- Omkrets ca $\frac{\lambda}{10}$
- Verkningsgrad på $\qtyrange{1}{10}{\percent}$ vid sändning
- Mindre störningar från elektriskt ledande eller dämpande föremål i närfältet
Ändmatade antenner
- Matning från ena änden
- Längd ofta $\frac{\lambda}{2}$
- Kräver högre spänning
Fuchs-antenn
- Använder ett anpassningsdon (transformator)
- Ofta används: Fuchs-krets
Riktverkan
- Åskådliggörs som strålningsdiagram
- För ett plan ritas vinsten, fältstyrkan eller strålningseffekten upp i varje riktning
- Ju längre från mittpunkten kurvan ligger, desto större vinst respektive desto högre fältstyrka och strålningseffekt i fjärrfältet
- Ofta ritas antennen in i diagrammet
Riktverkan hos en dipol
- Strålar vinkelrätt mot tråden
- Betraktat i ett plan får man lober vid sidan av dipolen
- En vertikal dipol strålar runt om
Vertikal halvvågsdipol
- En vertikalt monterad halvvågsdipol har låg strålningsvinkel
- Populär vid DX-trafik eller förbindelser via direkt våg eller markvåg
5/8$\lambda$-antenn
- Mot jord eller fordonskaross matad 5/8$\lambda$-antenn
- Specialfall av en vertikalantenn
- Längden är vald för att ge optimal vinst
Groundplane-antenn
- Strålar vinkelrätt mot strålaren
- Strålningsdiagrammet betraktas uppifrån
- Nästan rundstrålande, bortsett från området vid radialerna
Riktantenn
- Vinsten är i en riktning klart högre än i andra riktningar
Antenner för UHF/VHF/SHF
- Passar bara för höga frekvenser
- Ovanliga på kortvåg, eftersom de skulle bli ohanterligt stora
- Hornantenner
- Parabolantenner
- Patchantenner på kretskort
- Sperrtopfantenn
Fler antenner för kortvåg
- Windom-antennen är en flerbandsantenn som tack vare två olika långa dipolhalvor kan anpassas för flera frekvenser
- W3DZZ-antennen är en dipol för $\qty{40}{\meter}$ och $\qty{80}{\meter}$ vars ändar förkortas av spärrkretsar på $\qty{40}{\meter}$
Anpassning av antenner och flerbandsantenner
Ändmatning av halvvågsdipolen
- En halvvågsantenn kan också matas i ena änden
- Vid trådlängden λ/2 (eller multipler) är matningsresistansen högohmig (ca $\qtyrange{2000}{2500}{\ohm}$)
- Fuchs-kretsen är ett sätt att anpassa
Transformator för impedansanpassning
- En transformator med omsättningsförhållandet 1:7 ger en impedanstransformation på 1:49, eftersom varvtalsförhållandet ingår i kvadrat
- Spänning och ström multipliceras respektive divideras då med faktorn $\num{7}$
- Förväxling är vanlig när bara varvtalsförhållandet anges i stället för impedansförhållandet
Motvikt vid impedansanpassning
- Som motvikt används ofta en kort trådända (minst 1/20 λ) eller en del av den koaxiala tilledningen
- En mantelvågsspärr förhindrar att den fortsatta kabeln blir en del av antennen
Zeppelinantenn som alternativ
- I stället för en Fuchs-krets eller transformator kan man använda en tvåtrådsledning med längden λ/4
- Den konstruktionen kallas zeppelinantenn
Impedansanpassning hos helvågsslingor
- En delta loop-antenn har vid lika långa sidor en matningsimpedans på ca $\qty{100}{\ohm}$
- Med en λ/4-ledning med karakteristisk impedans $\qty{75}{\ohm}$ uppnås anpassning till ca $\qty{50}{\ohm}$
- Optimal karakteristisk impedans är det geometriska medelvärdet $(\sqrt{\qty{50}{\ohm}\cdot \qty{100}{\ohm}} \approx \qty{70,7}{\ohm})$
Kvadratisk helvågsslingantenn
- Utförs helvågsslingan som en kvadrat måste längden på varje sida vara exakt 1/4 λ
Flerbandsantenner (del 1)
- Flerbandsantenner gör det möjligt att köra på många frekvensband
- Exempel: G5RV-antennen (två lika långa sidor + tvåtrådsledning) och osymmetriskt matad Windom-antenn
Flerbandsantenner (del 2)
- Genom skickligt valda mått uppnås många resonanser, så att många amatörradioband kan användas
Resonans och strålningskaraktäristik
- Resonans garanterar inte nödvändigtvis god strålningskaraktäristik
- För mot jord matade vertikalantenner är en längd på ca 5/8 λ optimal
- Eftersom en enkel tråd med jord som motpol inte är resonant vid 5/8 λ används oftast en spole som förlänger den elektriska längden till 6/8 λ (alltså 3/4 λ)
- För mittmatade dipoler ligger det optimala förhållandet ofta vid 5/4 λ
Antennlängd och resonans
- Antenntrådar kan ha godtycklig längd eller form
- Men då blir den karakteristiska impedansen annorlunda
- Den karakteristiska impedansen måste anpassas till matarledningen, t. ex. med en HF-transformator
Räkneexempel
I stället för att direkt använda den ungefärliga våglängden för $\qty{10}{\meter}$-bandet räknas först den angivna frekvensen om till exakt våglängd.
$$\begin{split} l &= \frac{5}{8}\lambda\\ &= \frac{5}{8} \cdot \frac{\qty{300}{\mega\meter\per\second}}{\qty{28,5}{\mega\hertz}}\\ &\approx \frac{5}{8} \cdot \qty{10,53}{\meter}\\ &\approx \qty{6,58}{\meter}\\ \end{split}$$Vikt dipol
- En tråd på en våglängd viks i ändarna till längden av en halvvågsdipol
- Matningen sitter fortfarande i mitten
Förkortningsfaktor
Vågutbredning i luft och vakuum:
$$\lambda = \dfrac{c}{f}$$- Ledningar och antenntrådar behöver en korrektionsfaktor
- Förkortningsfaktorn $k_\mathrm{v}$
- Ungefär $\qty{95}{\percent}$ av utbredningen i vakuum
- $$\lambda_\mathrm{ledning} = k_\mathrm{v} \cdot \dfrac{c}{f}$$
- Korrektionsfaktorn beror på tråddiameter, isolering och omgivningens inverkan
- Trådantenner ska för resonans kortas med ca $\qty{5}{\percent}$
Beräkning med förkortningsfaktor
Antennlängd och förkortningsfaktor
- Antennlängden beror på förkortningsfaktorn
- Halvvågsdipol: halva våglängden $\times$ förkortningsfaktorn
- Kvartsvågsstrålare: en fjärdedels våglängd $\times$ förkortningsfaktorn
- Typiskt värde: $\num{0,95}$
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{14,2}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 0,95$
- givet: $\frac{\lambda}{2}$-dipol
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \frac{1}{2} \cdot \frac{\lambda}{2}\\ &= \frac{1}{4} \cdot \frac{c}{f}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{14,2}{\mega\hertz}}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \qty{21,13}{\meter}\\ &\approx \qty{5,28}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 0,95 \cdot \qty{5,28}{\meter}\\ &\approx \qty{5,02}{\meter}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{7,1}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 0,95$
- givet: $\frac{\lambda}{2}$-dipol
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \frac{1}{2} \cdot \frac{\lambda}{2}\\ &= \frac{1}{4} \cdot \frac{c}{f}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{7,1}{\mega\hertz}}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \qty{42,25}{\meter}\\ &\approx \qty{10,56}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 0,95 \cdot \qty{10,56}{\meter}\\ &\approx \qty{10,04}{\meter}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $l_G = \qty{20}{\meter}$
- givet: $k_v = 0,95$
- givet: dipol
- sökt: $f$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_E &= \frac{l_G}{k_v}\\ &= \frac{\qty{20}{\meter}}{0,95}\\ &\approx \qty{21,05}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}l_E &= \frac{\lambda}{2}\\ &= \frac{1}{2} \cdot \frac{c}{f}\\ \Rightarrow f &= \frac{1}{2} \cdot \frac{c}{l_E}\\ &\approx \frac{1}{2} \cdot \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{21,05}{\meter}}\\&\approx \qty{7,125}{\mega\hertz}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{7,1}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 0,95$
- givet: $\frac{\lambda}{4}$-groundplane
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \frac{\lambda}{4}\\ &= \frac{1}{4} \cdot \frac{c}{f}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{7,1}{\mega\hertz}}\\ &\approx \frac{1}{4} \cdot \qty{42,25}{\meter}\\ &\approx \qty{10,56}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 0,95 \cdot \qty{10,56}{\meter}\\ &\approx \qty{10,04}{\meter}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{14,2}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 0,97$
- givet: $\frac{5}{8}\lambda$-vertikalantenn
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \frac{5}{8}\lambda\\ &= \frac{5}{8} \cdot \frac{c}{f}\\ &\approx \frac{5}{8} \cdot \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{14,2}{\mega\hertz}}\\ &\approx \frac{5}{8} \cdot \qty{21,13}{\meter}\\ &\approx \qty{13,20}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 0,97 \cdot \qty{13,20}{\meter}\\ &\approx \qty{12,80}{\meter}\end{split}$$
Orsak till förkortningsfaktorn
- Ledare är inte oändligt tunna
- Extra kapacitans mellan ledare och omgivning
- Påverkar antennens effektiva elektriska längd
Förlängningsfaktor hos slingantenner
- Skillnad mot förkortningsfaktorn
- Ger en skenbar förlängning av antennen
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{7,1}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 1,02$
- givet: delta loop
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \lambda\\ &= \frac{c}{f}\\ &= \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{7,1}{\mega\hertz}}\\ &\approx \qty{42,23}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 1,02 \cdot \qty{42,23}{\meter}\\ &\approx \qty{43,10}{\meter}\end{split}$$
Förkortningsfaktor hos parallelledningar
- Vågen befinner sig mellan ledarna
- Skinneffekten hindrar vågen från att tränga djupt in i metallen
- Förkortningsfaktorn är nära $1$ (som vid utbredning i fritt rum)
Förkortningsfaktor hos koaxialkablar
- Vågen befinner sig i dielektrikumet mellan ledarna
- Exempel för polyeten: $\epsilon_\mathrm{r} = 2,29$
- Skinneffekten hindrar vågen från att tränga djupt in i metallen
- Kabelns geometri har knappt någon inverkan
- Beräkning av förkortningsfaktorn:
$$v_\mathrm{k} = \dfrac{1}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}}$$
Räkneexempel
- givet: $f = \qty{145}{\mega\hertz}$
- givet: $k_v = 0,66$
- sökt: $l_G$
$$\begin{split}l_E &= \lambda\\ &= \frac{c}{f}\\ &\approx \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{145}{\mega\hertz}}\\ &\approx \qty{2,07}{\meter}\end{split}$$
$$\begin{split}k_v &= \frac{l_G}{l_E}\\ \Rightarrow l_G &= k_v \cdot l_E\\ &= 0,66 \cdot \qty{2,07}{\meter}\\ &\approx \qty{1,37}{\meter}\end{split}$$
Matningspunktsimpedans
Mittmatad dipol
- Matningsimpedans $\qty{73,1}{\ohm}$
- I fritt rum, alltså vid en uppsättningshöjd på minst en våglängd
- Ganska nära $\qty{50}{\ohm}$
Mittmatad dipol
- Vid lägre uppsättningshöjd uppstår växelverkan med marken
- Matningsimpedans ca $\qty{40}{\ohm}$ till $\qty{90}{\ohm}$
Vikt dipol
- Antenndelarna är delvis parallellt dragna
- Fördubblar spänningen
- Halverar strömmen
- $$R = \frac{2 \cdot U}{\frac{I}{2}} = 4 \cdot \frac{U}{I}$$
- Matningsimpedansen fyrdubblas: ca $\qty{240}{\ohm}$ till $\qty{300}{\ohm}$
Groundplane-antenn
- Den ena dipolhalvan faller bort och ersätts av en jord med så låg resistans som möjligt
- Hälften av en dipol i fritt rum
- $\rightarrow$ Matningsresistans: $\dfrac{\qty{73,1}{\ohm}}{2} \approx \qty{37}{\ohm}$
- Radialer vinklade $\qty{45}{\degree}$ nedåt ger extra strålning
- $\rightarrow$ Matningsresistans: $\qty{50}{\ohm}$
Matningspunktsimpedans och reaktans
Horisontell dipol i fritt rum
- En horisontell, mittmatad dipol har från ca 1‑λ uppsättningshöjd över marken samma matningsresistans som i fritt rum ($\qty{73,1}{\ohm}$).
Impedansbeteende hos för korta respektive för långa antenner
- Är en halvvågsdipol eller en mot jord matad λ/4‑antenn för kort verkar den kapacitivt (strömmen ligger före spänningen).
- Är den för lång får matningsimpedansen en induktiv del (strömmen släpar efter spänningen).
- Vid resonans sammanfaller spännings- och strömmaximum – det uppstår en ren verklig resistans.
Elektrisk förlängning och förkortning
Antenn: kapacitiv och induktiv verkan
- En halvvågsdipol eller en mot jord matad λ/4‑antenn verkar kapacitivt när den är för kort och induktivt när den är för lång.
- Den avvikande matningsimpedansen leder till felanpassning och sämre SWR.
- Genom att sätta in en kondensator (elektrisk förkortning) eller en förlängningsspole (elektrisk förlängning) kan impedansen anpassas igen.
- Antennen är elektriskt förlängd genom en inkopplad spole.
- Antennen är elektriskt förkortad genom en inkopplad kondensator.
Bestämning av den mekaniska längden
- Först avgör man om antennen är mekaniskt för kort eller för lång.
- Är antennen för kort behövs en förlängningsspole.
- Annars behövs en förkortningskondensator för kompensation.
NVIS
NVIS – rymdvågsreflektion
- Ligger sändningsfrekvensen under den kritiska frekvensen reflekteras till och med en rakt uppåt strålad rymdvåg av jonosfären.
- Därmed försvinner den döda zonen – en effekt som kan utnyttjas för närförbindelser.
- Förutsättning: en kortvågsantenn som strålar i så brant vinkel uppåt som möjligt.
- Effekten kallas Near Vertical Incidence Skywave (NVIS).
NVIS – fördelar vid nödkommunikation
- NVIS-förbindelser gör det möjligt att övervinna hinder (t. ex. bergig terräng) som annars skulle blockera markvågen.
- Lämpliga är horisontella dipoler som hängs upp på en höjd av högst en fjärdedels våglängd – då fungerar jordytan som reflektor och ger vinst mot zenit.
NVIS – antennuppsättning och optimering
- Hängs en horisontell dipol för högt upp ger fördröjningen vid reflektionen en fasförskjutning.
- $\rightarrow$ Därmed uppstår i riktning mot zenit delvis utsläckning av den reflekterade vågen.
- $\rightarrow$ Resultatet är en vinst i flackare strålningsriktning, vilket är oönskat vid NVIS-kommunikation.
- Vertikalantenner är olämpliga, eftersom de redan har en låg strålningsvinkel.
Yagiantennens funktion
Funktionsprincip
- Matning på strålaren, utförd som dipol eller vikt dipol
- Vågen träffar en längre reflektor och en kortare direktor
- Det kan också finnas flera direktorer
[picture:531:e_yagi_uda_aufbau:Elementen i en yagiantenn: 1 reflektor, 2 strålare, 3 direktor]
Parasitiska element
- Reflektor och direktor svänger utan att ha elektrisk förbindelse med strålaren
- Har ingen antennmatning
- Tar ändå upp energi och avger den igen
Riktverkan
- Mellan strålaren och elementen finns en fasförskjutning i rum och tid
- Genom överlagring av strålningen uppstår en riktverkan
- Destruktiv interferens: vågor släcker ut varandra
- Konstruktiv interferens: vågor förstärker varandra
|
Fas: |
90 °
|
Strålningsdiagram
- Stor huvudlob i direktorernas riktning
- Små sidolober och framför allt en baklob
Yagiantennen: vinst och korsyagi
Inverkan av reflektorer och direktorer
- Reflektorer och direktorer påverkar inte bara riktverkan, utan också en yagiantenns matningsresistans.
- En del av den av strålaren utsända vågen reflekteras tillbaka, varvid matningsresistansen ändras beroende på elementens avstånd.
Vinst och öppningsvinkel hos en yagiantenn
- Med ökande längd (och därmed högre vinst) blir antennens öppningsvinkel smalare.
- Det följer av energiprincipen – energi kan inte alstras ”ur intet”.
Korsyagi – alstring av cirkulär polarisation
- Hos korsyagin vrids två yagiantenner $\qty{90}{\degree}$ mot varandra (t. ex. en horisontell, en vertikal).
- Genom matning med en signal som är fasförskjuten $\qty{90}{\degree}$, eller genom att förskjuta ena antennen en kvarts våglängd, alstras cirkulär polarisation.
Mikrovågor och parabolreflektor
Mikrovågor
- Frekvenser mellan $\qty{1}{\giga\hertz}$ och $\qty{300}{\giga\hertz}$
- Våglängd från millimeter till några decimeter
- Kan reflekteras av metaller
Parabolreflektor
- Parabolformad metallyta eller finmaskigt nät
- Parallellt infallande vågor samlas i en punkt framför spegeln
Diffraktionseffekt
- På grund av vågegenskaperna uppstår diffraktionseffekter
- Fokuseringen sker inte i exakt en punkt
- Avvikelsen kan kompenseras med skålens storlek
- Vinsten ökar därmed
- Optimalt: några våglängder eller mer
Matarantenner och parabolreflektorns vinst
Matarantenner i parabolreflektorn
- I punkten framför parabolreflektorn placeras matarantennen
- Helixantenner, som ger cirkulär polarisation, passar särskilt bra i mikrovågsområdet
Hornantenner och vågledare
Bild på en hornantenn följer
- Hornantenner kan matas med en vågledare
- I vågledare, alltså metallrör, leds mikrovågsenergin genom reflektion mot ytterväggarna
Vågledare i detalj
- Vågledare leder mikrovågor genom att reflektera dem mot sina metalliska ytterväggar
- Därmed kommer vågen fram till ett horn, ur vilket den strålas ut eller från vilket den matas in i vågledaren
Vinst hos en parabolreflektor
$$g_i = 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot d}{\lambda}\right)^2 \cdot \eta\right)}\unit{\dBi}$$- Beräkning med formeln i formelsamlingen
- Beror på diametern
- Vanligtvis mycket hög vinst
Räkneexempel
- givet: $d = \qty{30}{\centi\meter}$
- givet: $\eta_{eff} = 1$
- givet: $f = \qty{5,7}{\giga\hertz}$
- sökt: $g_i$
$$\lambda = \frac{c}{f} = \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{5,7}{\giga\hertz}} = \qty{0,053}{\meter}$$
$$\begin{split}g_i &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot d}{\lambda}\right)^2 \cdot \eta\right)}\unit{\dBi}\\ &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot \qty{0,3}{\meter}}{\qty{0,053}{\meter}}\right)^2 \cdot 1\right)} \unit{\dBi}\\ &= \qty{25,1}{\dBi}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $d = \qty{80}{\centi\meter}$
- givet: $\eta_{eff} = 1$
- givet: $f = \qty{5,7}{\giga\hertz}$
- sökt: $g_i$
$$\lambda = \frac{c}{f} = \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{5,7}{\giga\hertz}} = \qty{0,053}{\meter}$$
$$\begin{split}g_i &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot d}{\lambda}\right)^2 \cdot \eta\right)}\unit{\dBi}\\ &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot \qty{0,8}{\meter}}{\qty{0,053}{\meter}}\right)^2 \cdot 1\right)}\unit{\dBi}\\ &= \qty{33,6}{\dBi}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $d = \qty{80}{\centi\meter}$
- givet: $\eta_{eff} = 1$
- givet: $f = \qty{10,4}{\giga\hertz}$
- sökt: $g_i$
$$\lambda = \frac{c}{f} = \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{10,4}{\giga\hertz}} = \qty{0,029}{\meter}$$
$$\begin{split}g_i &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot d}{\lambda}\right)^2 \cdot \eta\right)}\unit{\dBi}\\ &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot \qty{0,8}{\meter}}{\qty{0,029}{\meter}}\right)^2 \cdot 1\right)}\unit{\dBi}\\ &= \qty{38,8}{\dBi}\end{split}$$
Räkneexempel
- givet: $d = \qty{120}{\centi\meter}$
- givet: $\eta_{eff} = 1$
- givet: $f = \qty{10,4}{\giga\hertz}$
- sökt: $g_i$
$$\lambda = \frac{c}{f} = \frac{\qty{3\cdot 10^8}{\meter\per\second}}{\qty{10,4}{\giga\hertz}} = \qty{0,029}{\meter}$$
$$\begin{split}g_i &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot d}{\lambda}\right)^2 \cdot \eta\right)}\unit{\dBi}\\ &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\left(\frac{\pi \cdot \qty{1,2}{\meter}}{\qty{0,029}{\meter}}\right)^2 \cdot 1\right)}\unit{\dBi}\\ &= \qty{42,3}{\dBi}\end{split}$$
Offsetreflektor
Matarantenn och offsetreflektor
- Parabolreflektorn fokuserar vågen framför reflektorn
- Matarantennen sitter i strålgången
- Delvis skymning av vågen
- Offsetreflektor: matarantennen sitter utanför strålgången
- Oftast under reflektorn, paraboloiden anpassas
Fram/bak-förhållande
Antennkarakteristik och riktverkan
- Fram/bak-förhållandet beskriver hur mycket bättre det sänds och tas emot i huvudstrålriktningen.
- Riktantenner sänder och tar emot även bakåt – en oönskad effekt.
- Antennförstärkningen avser bara huvudstrålriktningen (jämfört med en dipol eller en isotrop strålare).
Fram/bak-förhållande i decibel
- Fram/bak-förhållandet anges ofta i decibel.
Räkneexempel 1
- given: $P_R = \qty{0,6}{\watt}$
- given: $P_V = \qty{15}{\watt}$
- sökt: $\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}}$
$$\begin{split}\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}} &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\frac{P_V}{P_R}\right)} \unit{\dB}\\ &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\frac{\qty{15}{\watt}}{\qty{0,6}{\watt}}\right)} \unit{\dB}\\ &= \qty{14}{\dB}\end{split}$$
Räkneexempel 2
- given: $g_D= \qty{10}{\dB}$
- given: $\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}} = \qty{20}{\dB}$
- given: $P_S = \qty{100}{\watt}$
- sökt: $P_R$
$$\begin{split}P_V &= P_{ERP}\\ &= P_S \cdot 10^{\frac{g_d}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= \qty{100}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{10}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= \qty{1000}{\watt}\end{split}$$
$$\begin{split}\qty{20}{\dB} &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\frac{P_V}{P_R}\right)} \unit{\dB}\\ \Rightarrow \frac{P_V}{P_R} &= 10^{\frac{\qty{20}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= 100\\ \Rightarrow P_R &= \frac{P_V}{100}\\ &= \frac{\qty{1000}{\watt}}{100}\\ &= \qty{10}{\watt}\end{split}$$
Räkneexempel 3
- given: $g_D= \qty{15}{\dB}$
- given: $\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}} = \qty{25}{\dB}$
- given: $P_S = \qty{6}{\watt}$
- sökt: $P_R$
$$\begin{split}P_V &= P_{ERP}\\ &= P_S \cdot 10^{\frac{g_d}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= \qty{6}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= \qty{189,7}{\watt}\end{split}$$
$$\begin{split}\qty{25}{\dB} &= 10 \cdot \log_{10}{\left(\frac{P_V}{P_R}\right)} \unit{\dB}\\ \Rightarrow \frac{P_V}{P_R} &= 10^{\frac{\qty{25}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}\\ &= 316,2\\ \Rightarrow P_R &= \frac{P_V}{316,2}\\ &= \frac{\qty{189,7}{\watt}}{316,2}\\ &= \qty{0,6}{\watt}\end{split}$$
Räkneexempel 4
- given: $U_V = \qty{300}{\micro\volt\per\meter}$
- given: $U_R = \qty{20}{\micro\volt\per\meter}$
- given: $U_D = \qty{128}{\micro\volt\per\meter}$
- sökt: $g_D$, $\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}}$
$$\begin{split}g_D &= 20 \cdot \log_{10}{\left(\frac{U_V}{U_D}\right)} \unit{\dB}\\ &= 20 \cdot \log_{10}{\left(\frac{\qty{300}{\micro\volt\per\meter}}{\qty{128}{\micro\volt\per\meter}}\right)}\\ &= \qty{7,4}{\dB}\end{split}$$
$$\begin{split}\frac{\text{Fram}}{\text{Bak}} &= 20 \cdot \log_{10}{\left(\frac{U_V}{U_R}\right)} \unit{\dB}\\ &= 20 \cdot \log_{10}{\left(\frac{\qty{300}{\micro\volt\per\meter}}{\qty{20}{\micro\volt\per\meter}}\right)}\\ &= \qty{23,5}{\dB}\end{split}$$
Halveffektbredd och öppningsvinkel
Energins bevarande och öppningsvinkel
- Högre förstärkning i en riktning betyder enligt energins bevarande att förstärkningen i de övriga riktningarna sammantaget måste vara lägre
- Antenner med hög förstärkning har ofta en smal öppningsvinkel – redan vid små avvikelser från huvudstrålriktningen sjunker förstärkningen tydligt
- Öppningsvinkeln eller halveffektbredden är den vinkel inom vilken förstärkningen inte sjunker med mer än $\qty{3}{\dB}$
- dvs. till halva strålningseffekten eller $\tfrac{1}{\sqrt{2}} \approx 0,707$ av den maximala fältstyrkan
Ström- och spänningsmatning I
Matningsresistans
- En antenn matas med spänning och ström
- Förhållandet dem emellan ger matningsresistansen
- För effekt krävs alltid spänning och ström
- Är en av dem 0 avges ingen effekt
- Matningsresistansen beror på var matningen sker
Strömmatade antenner
- Hög ström vid jämförelsevis låg spänning i matningspunkten
- Låg matningsresistans
- ca $\qtyrange{36}{100}{\ohm}$
- Lågohmigt beteende
Spänningsmatade antenner
- Hög spänning vid jämförelsevis låg ström i matningspunkten
- Hög matningsresistans
- ca $\qtyrange{1500}{4000}{\ohm}$
- Högohmigt beteende
Matning av en halvvågsdipol
- Laddningsbärarna svänger fram och tillbaka
- I mitten rör sig särskilt många laddningsbärare $\rightarrow$ strömbuk
- I ändarna uppstår särskilt höga spänningar $\rightarrow$ spänningsbuk
- Få laddningsbärare $\rightarrow$ strömnod
- Ingen spänning $\rightarrow$ spänningsnod
- Strömbuk i mitten
- Spänningsbuk i ändarna
- Strömnod i ändarna
- Spänningsnod i mitten
Ändmatad halvvågsdipol
- Spänningsmatad antenn
- Hög matningsresistans
Ström- och spänningsmatning II
Strömmatning vid udda multiplar
- Mittmatad halvvågsdipol
- Strömmatad vid grundfrekvensen och udda multiplar
- Udda frekvenser: lågohmig matningspunkt
Spänningsmatning vid jämna multiplar
- Vid jämna multiplar: spänningsmatning
- Matningspunkten ligger i en spänningsbuk
- Ger hög spänning i stället för hög ström
Traps (spärrkretsdipoler)
Trapdipoler
Trap som parallellsvängningskrets av kondensator och spole
- Flerbandsantenner är konstruerade så att de är resonanta på flera frekvensband.
- En trap sätts in i en dipol för att få tillgång till ytterligare ett frekvensområde.
- Vid sin resonans fungerar trapen som spärrkrets som blockerar strömmen och begränsar dipolen elektriskt.
- Vid excitering med lägre frekvens svänger däremot hela dipolen.
Prova trapdipolen
Ingen excitation: Ingen del av antennen är aktiv.
Inverkan av höga frekvenser
- Frekvenser över trapens resonans kan passera svängningskretsen.
- Den dominerande kondensatorn förkortar därmed antennen något – spolen spelar här en underordnad roll.
Spärrverkan vid resonans
- Används en trapdipol vid resonansfrekvensen för en av trapparna fungerar den som spärrkrets.
- Då flyter nästan ingen ström, och dipolen beter sig som om den slutade där.
Elektrisk förlängning vid låga frekvenser
- Vid frekvenser under resonansen flyter bara lite ström genom kondensatorn.
- Spolens verkan dominerar och leder till en elektrisk förlängning av antennen.
Flera traps för fler resonanser
- Vid flera traps ställs den inre svängningskretsen in på den högsta frekvensen och den näst yttre på en lägre frekvens.
- På så vis kan flera resonanser realiseras i samma dipol.
Antennförstärkning (dBi och dBd)
Riktverkan
- Isotrop strålare: hypotetisk antenn som strålar lika starkt i alla riktningar
- En verklig antenn har riktverkan
- I vissa riktningar starkare än den isotropa strålaren
- I vissa riktningar svagare än den isotropa strålaren
- Huvudstrålriktningen är riktningen med maximal antennförstärkning
Förstärkning i dBi
- Förstärkning i en riktning jämfört med den isotropa strålaren
- Kan anges i $\unit{\dB}$
- Vid referens till den isotropa strålaren används $\unit{\dBi}$
Förstärkning hos en halvvågsdipol
- En halvvågsdipol strålar vinkelrätt mot ledaren $\qty{2,15}{\dB}$ starkare än en isotrop strålare
- Förstärkningen är $\qty{2,15}{\dBi}$
Förstärkning i dBd
- För andra antenner är förstärkningen jämfört med en halvvågsdipol intressant
- Vid referens till halvvågsdipolen används $\unit{\dBd}$
- En halvvågsdipol har i huvudstrålriktningen förstärkningen $\qty{0}{\dBd}$ och $\qty{2,15}{\dBi}$
Placering av antennen
- Undvik växelverkan med andra elektriska installationer och apparater
- Särskilt i den egna bostaden och hos grannarna
- Växelverkan kan också störa den egna mottagningen
- Och störa apparaters funktion vid sändning
- $\rightarrow$ Placera antennen om möjligt utomhus
Installation av kortvågsantenn
- Helst rakt ut från huset
- Huvudstrålriktningen pekar inte mot den egna byggnaden eller grannarnas
- Mindre störningar genom inkoppling i ledningarna i huset
Installation av riktantenn
- Helst så högt och så långt bort som möjligt
- Fältstyrkan i huvudstrålriktningen avtar med avståndet
Matarledningar II
Karakteristisk impedans
- Oberoende av ledningens längd
- Oberoende av apparaterna som är anslutna till ledningen
- Beror på tvärsnittsuppbyggnaden (ledare, ev. dielektrikum)
- Inom högfrekvens är den karakteristiska impedansen i stort sett konstant
Ledningar
- Parallelltrådig matarledning
- Koaxialkabel
- Koaxialkabeln undviker oönskad utstrålning
- Oönskad utstrålning kan uppstå genom mantelvågor
- Mantelvågor kan dämpas med mantelvågsspärrar
Inkoppling
- Kablar som ligger direkt intill koaxialkabeln kan få inkoppling
- Då kommer högfrekvens t. ex. in i elnätet
- Och effekt till antennen går förlorad
Osymmetrisk matarledning
- Liksom för antenner är en matarledning osymmetrisk när olika spänningar ligger på ledarna
- I koaxialkabeln är de två ledarna olika formade
- Skärmen har ingen spänning mot jord
Spänningstålighet
- I koaxialkabeln uppstår förluster i dielektrikumet
- Vid höga spänningar kan överslag inträffa
Koaxialkontakter
- N-kontakt: för låg och hög frekvens och hög effekt
- BNC-kontakt: för låg och hög frekvens och låg effekt
- SMA-kontakt: för hög frekvens och låg effekt
- UHF/PL-kontakt: för låg frekvens och hög effekt
Matarledningar III
Symmetriska tvåtrådsledningar
- Tvåtrådsledningar matas och belastas symmetriskt
- På en viss plats är ström och spänning lika i båda ledarna – men med omvänt tecken
Utstrålning och skärmning av matarledningar
- Motfasströmmar tar på avstånd i stort sett ut varandra
- I fritt rum sker ändå viss liten utstrålning
- I närfältet av andra ledningar förstärks kopplingen
- Därför bör matarledningar inomhus i princip vara skärmade (vanligen som koaxialkabel)
Högfrekvensegenskaper hos koaxialkablar
- Koaxialkablar finns i olika utföranden
- Främst betraktas karakteristisk impedans, kabeldämpning och förkortningsfaktor
- Mekaniska egenskaper som böjradie och returdämpning räknas inte till de elektriska högfrekvensegenskaperna
Dielektrikumets inverkan
- Dielektrikumet mellan inner- och ytterledare bestämmer förkortningsfaktorn
- Det påverkar utbredningshastigheten, som är lägre än ljushastigheten i fritt rum
- Vanliga material är polyeten (PE) och teflon (PTFE)
- Skumning minskar kabeldämpningen
Förkortningsfaktor och elektrisk längd
- Förkortningsfaktor: förhållandet mellan mekanisk längd ($L_\mathrm{G}$) och elektrisk längd ($L_\mathrm{E}$)
- Formel: $k_\mathrm{v} = \frac{L_\mathrm{G}}{L_\mathrm{E}} = \frac{1}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}}$
- För oskummad polyeten är $\epsilon_\mathrm{r} \approx 2,29$
Karakteristisk impedans
Karakteristisk impedans hos en tvåtrådsledning
- Den karakteristiska impedansen $Z$ beror på förhållandet mellan dubbla mittavståndet mellan ledarna ($a$) och ledarnas diameter $d$, samt på dielektrikumet
- Formel med $\epsilon_\mathrm{r}$ som relativ permittivitet:
$$Z = \dfrac{\qty{120}{\ohm}}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}} \cdot \ln{\left(\dfrac{2 \cdot a}{d}\right)}$$
Räkneexempel
- given: $d = \qty{2}{\milli\meter}$
- given: $a = \qty{20}{\centi\meter}$
- given: $\epsilon_\mathrm{r} \approx 1$ för luft
- sökt: $Z$
$$\begin{split}Z &= \dfrac{\qty{120}{\ohm}}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}} \cdot \ln{\left(\dfrac{2 \cdot a}{d}\right)}\\ &= \dfrac{\qty{120}{\ohm}}{\sqrt{1}} \cdot \ln{\left(\dfrac{2 \cdot \qty{200}{\milli\meter}}{\qty{2}{\milli\meter}}\right)}\\ &\approx \qty{635}{\ohm}\end{split}$$
Karakteristisk impedans hos en koaxialledning
- Den karakteristiska impedansen $Z$ beror på förhållandet mellan ytterledarens innerdiameter ($D$) och innerledarens diameter ($d$) samt på dielektrikumet
- Formel med $\epsilon_\mathrm{r}$ som relativ permittivitet
$$Z = \dfrac{\qty{60}{\ohm}}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}} \cdot \ln{\dfrac{D}{d}}$$
Räkneexempel 1
- given: $D = \qty{5}{\milli\meter}$
- given: $d = \qty{1}{\milli\meter}$
- given: $\epsilon_\mathrm{r} \approx 1$ för luft
- sökt: $Z$
$$\begin{split}Z &= \dfrac{\qty{60}{\ohm}}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}} \cdot \ln{\left(\dfrac{D}{d}\right)}\\ &= \dfrac{\qty{60}{\ohm}}{\sqrt{1}} \cdot \ln{\left(\dfrac{\qty{5}{\milli\meter}}{\qty{1}{\milli\meter}}\right)}\\ &\approx \qty{97}{\ohm}\end{split}$$
Räkneexempel 2
- given: $d = \qty{0,7}{\milli\meter}$
- given: $D = \qty{4,4}{\milli\meter}$
- given: $\epsilon_\mathrm{r} = 2,29$
- sökt: $Z$
$$\begin{split}Z &= \dfrac{\qty{60}{\ohm}}{\sqrt{\epsilon_\mathrm{r}}} \cdot \ln{\left(\dfrac{D}{d}\right)}\\ &= \dfrac{\qty{60}{\ohm}}{\sqrt{2,29}} \cdot \ln{\left(\dfrac{\qty{4,4}{\milli\meter}}{\qty{0,7}{\milli\meter}}\right)}\\ &\approx \qty{75}{\ohm}\end{split}$$
Anpassning av koaxialledningar
- Ansluts en komponent eller antenn med exakt ledningens karakteristiska impedans talar man om anpassning
- Vid anpassning reflekteras vågorna inte tillbaka vid avslutningen
Kabeldämpning I
- Signalstyrkan hos en högfrekvent signal avtar med ökande kabellängd
- Kallas kabeldämpning
- Även kontakter kan dämpa signalen
- Är oönskat
- Dämpning anges i regel i decibel ($\unit{\dB}$)
- När man talar om dämpning förblir talet positivt
- Använd faktorn för omvandling till $\unit{\dB}$
- Eller slå upp i tabellen
Kabelförluster
- Alla förluster som uppstår i kablar
- Antenn och förstärkare förstärker signalen men ändrar inte kabelförlusterna
Kabeldämpningsdiagram
- Visar dämpningen för olika kablar som funktion av frekvensen
- Avser $\qty{100}{\meter}$ – för kortare kablar måste man räkna om
![Den här alternativtexten har ännu inte granskats.
Sammanfattning: Linjediagram med flera stigande räta linjer som visar grunddämpningen för olika koaxialkablar per 100 m ledningslängd som funktion av frekvensen.
Detaljerad beskrivning: Rektangulär grafik med tätt rutnät. Nedtill står x-axeln ”Frequenz [MHz]” (frekvens); delstreck (från vänster till höger) är märkta 1, 3.5, 5, 7, 10, 14, 20, 29, 50, 100, 145, 200, 300, 435, 1296, 2350, 4000, 5700. Upptill visas samma frekvensvärden en gång till. Till vänster står y-axeln ”Grunddämpfung α0 je 100 m Leitungslänge in dB” (grunddämpning α0 per 100 m ledningslängd i dB). Skalan går vid den synliga kanten från 0.5 nederst till 300 överst; däremellan är bland annat 1, 2, 3, 5, 10, 15, 20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100 och 200 markerade (axelns högra sida visar samma värden). Flera svarta, räta linjer som stiger åt höger uppåt är märkta med kabel- och dielektrikumuppgifter; uppifrån och ned (vid hög dämpning) står: ”PTFE 1,8 mm RG178”, ”Voll‑PE 2,9 mm RG174” (massiv PE), ”Voll‑PE 4,95 mm RG58”, ”Voll‑PE 10,3 mm RG213”. Under dem löper en grupp av ytterligare linjer märkta ”PE‑Schaum …” (skum-PE) med olika diametrar, bland annat ”PE‑Schaum 7,3 mm”, ”PE‑Schaum 4,9 mm”, ”PE‑Schaum 2,7 mm”, ”PE‑Schaum 1,64 mm” samt ”PE‑Schaum Massivschirm” (massiv skärm). Alla linjer stiger med ökande frekvens; skum-PE-linjerna ligger vid samma frekvens lägre i diagrammet än linjerna för massiv PE och PTFE.](pictures/202.svg)
Räkneexempel 1
- sökt: dämpning för $\qty{100}{\meter}$ RG58-kabel vid $\qty{145}{\mega\hertz}$
- Lösning: avläsning i diagrammet
- Skärningspunkt för RG58-linjen med $\qty{145}{\mega\hertz}\rightarrow \qty{20}{\dB}$
Räkneexempel 2
- sökt: dämpning för $\qty{20}{\meter}$ vid $\qty{20}{\dB}$ dämpning per $\qty{100}{\meter}$
- Lösning: proportionalitet
Räkneexempel 3
- sökt: dämpning för $\qty{15}{\meter}$ RG58-kabel vid $\qty{145}{\mega\hertz}$
- Lösning: avläsning i diagrammet och proportionalitet
- Skärningspunkt för RG58-linjen med $\qty{145}{\mega\hertz}\rightarrow \qty{20}{\dB}$
Kabeldämpning II
Kablar med låg dämpning
- Dämpning är ofta oönskad
- Mål: hitta en kabel vars dämpning ligger under det angivna värdet
- Kabeldämpningsdiagram
Kabeldämpning och frekvens
- Kabeldämpningen ökar med stigande frekvens
- Högsta frekvens (kortaste våglängd) motsvarar störst dämpning
Dielektrikumets inverkan på dämpningen
- Dielektrikum respektive plastmantlar ökar dämpningen av högfrekventa signaler
- Tvåtrådsledningar med så lite dielektrikum som möjligt mellan ledarna är särskilt dämpningssnåla
Skinneffekt
- Resistiva förluster i metallen bidrar ytterligare till förluster i matarledningar
- Med stigande frekvens flyter strömmen allt mer vid ledarens yta – en effekt som kallas skinneffekt
- Skinneffekten leder till ökade resistiva förluster
Stående-vågförhållande (SWR) II
- Stående-vågförhållande: framåtgående till bakåtgående energi
- SWR på $\num{3}$ vid $\qty{100}{\watt}$: $\qty{75}{\watt}$ strålas ut, $\qty{25}{\watt}$ går tillbaka
- Eller också: $\qty{75}{\percent}$ går till antennen, $\qty{25}{\percent}$ reflekteras
Stående-vågförhållande (SWR) III
- Stående-vågförhållandet (SWR) kan ofta anges direkt utifrån antennens matningsresistans
- Vid en ren reell resistans (utan induktiva eller kapacitiva delar) beräknas SWR som förhållandet mellan lastresistans och kabelns karakteristiska impedans (så att SWR ≥ $\num{1}$)
- Exempel: En antenn med $\qty{100}{\ohm}$ på en $\qty{50}{\ohm}$-kabel ger SWR $\num{2}$, medan en med $\qty{10}{\ohm}$ ger SWR $\num{5}$
- Påminnelse: Resistansen hos en vikt dipol ligger på knappt $\qty{300}{\ohm}$
Räkneexempel 1
- given: $Z = \qty{75}{\ohm}$
- given: $R_2 \approx \qty{300}{\ohm}$ resistans hos vikt dipol
- sökt: $s$
$$s = \frac{R_2}{Z} = \frac{\qty{300}{\ohm}}{\qty{75}{\ohm}} = 4$$
Ledningsdämpningens inverkan på stående-vågförhållandet
- Ledningsdämpning minskar både den framåtgående och den bakåtgående effekten
- Även om $\qty{100}{\percent}$ av energin reflekteras i kabelns ände kan ett lägre (bättre) SWR mätas vid sändaren
- Exempel: Går hälften av effekten förlorad i vardera riktningen återstår bara en fjärdedel av den ursprungliga effekten – det motsvarar ett uppmätt SWR på $\num{3}$ ($\qty{25}{\percent}$ reflekterad effekt)
Ledningsdämpningens inverkan på uppmätt SWR
- Vid en ledningsdämpning på $\qty{5}{\dB}$ i vardera riktningen (sammanlagt $\qty{10}{\dB}$) motsvarar den bakåtgående effekten bara en tiondel av den framåtgående
- Det uppmätta SWR kan beräknas med formeln:
$$s = \frac{\sqrt{P_\mathrm{v}}+\sqrt{P_\mathrm{r}}}{\sqrt{P_\mathrm{v}}-\sqrt{P_\mathrm{r}}}$$
Räkneexempel 2
- given: $P_V = \qty{10}{\watt}$
- given: $a = \qty{5}{\dB}$
- sökt: $s$
Dämpning över hela kabeln för vägen dit och tillbaka: $\qty{10}{\dB}$
$$P_R = \qty{-10}{\dB} \cdot P_V = \dfrac{\qty{10}{\watt}}{10} = \qty{1}{\watt}$$
$$s = \dfrac{\sqrt{P_\mathrm{v}}+\sqrt{P_\mathrm{r}}}{\sqrt{P_\mathrm{v}}-\sqrt{P_\mathrm{r}}} = \dfrac{\sqrt{\qty{10}{\watt}}+\sqrt{\qty{1}{\watt}}}{\sqrt{\qty{10}{\watt}}-\sqrt{\qty{1}{\watt}}} = 1,92$$
SWR-meter
- Mäter ledningsanpassningen
- Hur väl stämmer den karakteristiska impedansen överens med antennens matningsresistans eller transceiverns impedans?
- Kallas också SWR-brygga
- Mätning av antennanpassningen: så nära antennen som möjligt, för att utesluta förändringar i matarledningen
- Mätning av hela anläggningen: så nära efter sändaren som möjligt
SWR-mätarens funktion (riktkopplare)
SWR-mätarens funktion
- Kopplar ut en del av den framåtgående effekten
- Kopplar ut en del av den reflekterade effekten
- Visning på lämplig skala (t. ex. korsvisarinstrument)
- Avläsning av stående-vågförhållandet
Stående-vågförhållande och impedansförhållande
- Stående-vågförhållandet motsvarar impedansförhållandet
- Gäller för last med enbart resistiv komponent
- Viktig tumregel
Räkneexempel
- givet: $R_2 = \qty{150}{\ohm}$
- givet: $Z = \qty{50}{\ohm}$
- sökt: $s$
$$s = \frac{R_2}{Z} = \frac{\qty{150}{\ohm}}{\qty{50}{\ohm}} = 3$$
Vektoriell nätverksanalysator (VNA)
- En enkel multimeter kan inte mäta frekvensberoende resistanser
- För detta används en vektoriell nätverksanalysator (VNA)
- Aktivt mätinstrument
- Mäter förhållandet mellan spänning och ström vid en frekvens
- Ofta kan ett frekvensområde anges
Användningsområden
- Stora och små resistanser hos en svängningskrets
- Resonansfrekvens hos en svängningskrets
- Filteregenskaper
- Impedansmätning
- Stående-vågförhållanden
Kalibrering
- Kalibrera före användning
- Tillstånd öppen: oändlig resistans
- Tillstånd kortslutning: resistans nära noll
- Tillstånd anpassad: t. ex. med ett motstånd på $\qty{50}{\ohm}$ ska ett SWR på $\num{1}$ visas
VNA:ns funktion
Så fungerar en vektoriell nätverksanalysator
- Genererar en frekvensvariabel signal
- Signalen skickas ut (t. ex. till antenn eller svängningskrets)
- Mäter hur signalen förändras (t. ex. genom reflektion)
- Registrerar både amplitud och fas
- Gör det möjligt att bestämma real- och imaginärdel samt stående-vågförhållande
VNA:ns visningssätt – uppdelning av impedansen
- Uppdelning i resistans ($R$) och reaktans ($X$)
- Resistans anges ofta i $\Omega$, reaktans ibland som $j\Omega$
- Instrument visar impedansvärden olika
- $j$ symboliserar inom elektrotekniken den imaginära enheten ($i$)
- Positiva reaktanser tyder på induktivt, negativa på kapacitivt beteende
Grafisk visning av SWR-förloppet
[picture:526:a_vna_swr_verlauf:SWR-förlopp i en VNA:s display]
- VNA:er visar SWR-förloppet över frekvensen grafiskt
- En för låg resonansfrekvens tyder på en för lång antenn (kortning behövs)
- En för hög resonansfrekvens tyder på att antennen måste förlängas
Fasförskjutning på ledningar
Utbredning och fasförskjutning hos elektromagnetiska vågor
- Elektromagnetiska vågor breder ut sig med ljusets hastighet
- I fritt rum motsvarar detta ljushastigheten i vakuum; i en ledare måste förkortningsfaktorn beaktas
- Tidsfördröjning i ledare ger en mätbar fasförskjutning ($\qty{0}{\degree}$ till $\qty{360}{\degree}$)
- 360° motsvarar en hel svängningsperiod, dvs. $\qty{360}{\degree} = \qty{0}{\degree}$
- Vid ett koaxialkabels elektriska längd är förkortningsfaktorn redan inräknad
- En våglängd ($\lambda$) motsvarar $\qty{360}{\degree}$; t. ex. motsvarar $\lambda/2$ exakt $\frac{\qty{360}{\degree}}{2} = \qty{180}{\degree}$
Lecherledning
Lecherledning: resonansbeteende
- Lecherledning: tvåtrådsledning med öppen ände
- Vid $\lambda/4$-drift transformeras den öppna änden ($\qty{\infty}{\ohm}$) till en kortslutning ($\qty{0}{\ohm}$)
- Vid resonans blir ledningen ledande, trots att trådarna inte är förbundna
- Omvänt gäller: En kortsluten ledning blir högohmig vid resonans
Koaxialkabel: liknande effekt
- Med koaxialkablar kan en jämförbar impedanstransformerande effekt uppnås
Impedanstransformation
Impedanstransformation i matarkabeln
- Karakteristisk impedans som skiljer sig från lastresistansen ger, förutom stående vågor, impedanstransformation
- Signalkällan ”ser” olika resistanser vid kabeländarna
- $\lambda/4$-ledningar transformerar små till stora och stora till små resistanser
- $\lambda/2$-ledningar ger ingen impedanstransformation
Matning av halv- och helvågsdipoler
- Halvvågsdipol: strömmatad (lågohmig)
- Helvågsdipol: spänningsmatad (högohmig)
Beräkning av karakteristisk impedans
- För en riktad impedanstransformation gäller: $Z = \sqrt{Z_\mathrm{E} \cdot Z_\mathrm{A}}$
- Den karakteristiska impedansen fås som geometriskt medelvärde av matnings- och lastresistans
Räkneexempel 1
- givet: $Z_A = \qty{60}{\ohm}$
- givet: $Z_E = \qty{240}{\ohm}$
- sökt: $Z$
$$\begin{split}Z &= \sqrt{Z_E \cdot Z_A}\\ &= \sqrt{\qty{240}{\ohm} \cdot \qty{60}{\ohm}}\\ &= \qty{120}{\ohm}\end{split}$$
Räkneexempel 2
- givet: $Z_A = \qty{240}{\ohm}$
- givet: $Z_E = \qty{600}{\ohm}$
- sökt: $Z$
$$\begin{split}Z &= \sqrt{Z_E \cdot Z_A}\\ &= \sqrt{\qty{600}{\ohm} \cdot \qty{240}{\ohm}}\\ &= \qty{380}{\ohm}\end{split}$$
Impedansanpassning med pi-filter
- Spolar och kondensatorer används för impedansanpassning
- Pi-filter fungerar som lågpass och transformerar impedansen
- De kan användas som antennavstämningsenhet
Mantelvågor
- Mål vid uppbyggnad av en radiostation: Endast antennen ska stråla ut respektive ta emot signaler
- Skärmade ledningar, t. ex. koaxialkabel, lämpar sig för detta
- I idealfallet strålar de inte själva och tar inte upp strålning
- Osymmetrisk koaxialkabel ansluts till symmetrisk dipol
- På koaxialkabelns utsida kan högfrekventa strömmar flyta
- Därmed strålar kabeln själv $\rightarrow$ mantelvågor
- Mantelströmmar saknas i dipolbenet, vilket deformerar strålningsdiagrammet
Förhindra mantelvågor
- Med en symmetreringstransformator, en balun (balanced-unbalanced)
- Eller dämpa genom att linda koaxialkabeln runt en ferritkärna
Mantelvågor och likfassignaler
Motfassignal och mantelvågor
- I idealfallet flyter lika stora, motriktade strömmar i en koaxialkabels inner- och ytterledare
- Deras summa är noll – ren motfassignal
- En ren motfassignal förhindrar att mantelvågor uppstår
Likfassignal och mantelström
- Är strömsumman skild från noll uppstår en likfassignal
- Likfasandelen flyter på ytterledarens utsida som mantelström
- Mantelströmmen skapar en mantelvåg runt kabeln
Strömkompenserad drossel
- Koaxialkabel lindad runt en ferritkärna dämpar mantelvågor
- Denna konstruktion kallas strömkompenserad drossel
HF-isolationstransformator som mantelvågsspärr
- Alternativ: HF-isolationstransformator, där primär- och sekundärlindning inte är förbundna
- Ström som flyter in i en pol flyter nästan lika stor ut ur den andra – likfasandelen försvinner
HF-spänningar och mantelvågor
- Saknas HF-likfassignaler: Ytterledaren har ingen högfrekvent spänning mot jord
- Vid motfassignaler bildas det elektriska fältet enbart mellan inner- och ytterledare
- Verkan utåt: Strömmarna tar ut varandra – inga mantelvågor
- Mantelvågor hänger direkt ihop med HF-spänningar på ytterledaren
Symmetriska antenner och ytterledarspänning
- Hos en symmetrisk antenn har varje dipolben en spänning mot jord
- Förbinds antennbenen med koaxialkabelns ledare ger det en HF-spänning på ytterledaren
Jordningens inverkan hos antenner
- Väl jordade antenner (t. ex. groundplane med avstämda eller nedgrävda radialer) har nära $\qty{0}{\volt}$ vid matningspunkten
- Dåligt jordade groundplane-antenner kan vara känsliga för mantelvågor
Kontaktlös inkoppling i koaxskärmen
- Mantelvågor kan uppstå genom kontaktlös inkoppling
- Drar man en matarkabel parallellt med ett dipolben kopplar antennens närfält in i koaxskärmen
Spänningsbalun / autotransformator
- För helt symmetriska antenner kan en spänningsbalun symmetrera strömmarna i koaxialkabeln
- Typisk autotransformator: koaxialkabel ansluten i mitten och i änden av en spole, antennen till spolens båda ändar
- Fördubbling av spänningen ($ü = 2$) och halvering av strömmen ger en 1:4-impedanstransformation
- Till en koaxialkabel på $\qty{50}{\ohm}$ ansluts idealt en antenn på ca $\qty{200}{\ohm}$
Begränsningar hos mantelvågsspärren
- Spänningsbalunen fungerar bara om den anslutna antennen verkligen är symmetrisk
- Osymmetrisk belastning kan gynna mantelvågor
- Kontaktlös inkoppling via de elektromagnetiska närfälten är fortfarande möjlig
- En extra mantelvågsspärr på visst avstånd kan hjälpa till
Omvägsledning
Omvägsledning för att dämpa mantelvågor
- $\lambda/2$-omvägsledning som ytterligare möjlighet att dämpa mantelvågor
Så fungerar $\lambda/2$-omvägsledningen
- Symmetrisk antenn: Båda anslutningspunkterna behöver HF-spänning (lika till beloppet, $\qty{180}{\degree}$ fasförskjutna)
- Med $\lambda/2$-omvägsledningen ansluts en av anslutningspunkterna (t. ex. hos en vikt dipol) till innerledaren via en fasförskjutning på $\qty{180}{\degree}$
- Koaxialkabelns skärm ligger på jordpotential – därför uppstår inga mantelvågor
- Beakta impedansen: Antennen måste ha fyra gånger koaxialkabelns impedans, eftersom varje anslutningspunkt bara visar halva resistansen
Det räcker att komma ihåg att den avbildade antennen är en vikt dipol och att en $\lambda/2$-omvägsledning ger en fasförskjutning på $\qty{180}{\degree}$.